吴忠变压器厂

　　本文提出了一种推挽逆变车载电路设计方案。该方案在推挽逆变-吴忠变压器-全桥整流设计的基础上，利用24VDC输入-220VDC、额定功率600W的DC-DC变换器，并采用AP法设计了一种推挽吴忠变压器。最后经实验证明，本方案所设计的推挽吴忠变压器特别适用于低压大电流输入的中小功率场合，达到了预期的效果。

　　0引言

　　随着现代汽车用电设备种类的增多，功率等级的增加，所需要的型式越来越多，包括交流和。这些均需要采用变换器将蓄电池提供的+12VDC或+24VDC的电压经过DC-DC变换器提升为+220VDC或+240VDC，后级再经过DC-AC变换器转换为工频交流或变频调压。对于前级DC-DC变换器，又包括DC-AC逆变部分、吴忠变压器和AC-DC整流部分，不同的组合适应不同的功率等级，变换性能也有所不同。

　　推挽逆变电路以其结构简单、吴忠变压器磁芯利用率高等优点得到了广泛应用，尤其是在低压大电流输入的中小功率场合;同时全桥整流电路也具有电压利用率高、支持功率较高等特点。鉴于此，本文提出了一种推挽逆变车载电路设计方案。该方案在推挽逆变-吴忠变压器-全桥整流设计的基础上，进一步设计了24VDC输入-220VDC、额定功率600W的DC-DC变换器，并采用AP法设计相应的推挽吴忠变压器。

　　1推挽逆变的工作原理

　　图1给出了推挽逆变-变压-全桥整流DC-DC变换器的基本电路拓扑。通过控制两个管S1和S2以相同的频率交替导通，且每个管的占空比d均小于50%，留出一定死区时间以避免S1和S2同时导通。由前级推挽逆变将输入低电压逆变为交流低电压，送至吴忠变压器原边，并通过吴忠变压器耦合，在副边得到交流高电压，再经过由反向快速恢复二极管FRD构成的全桥整流、滤波后得到所期望的高电压。由于管可承受的反压最小为两倍的输入电压，即2UI，而电流则是额定电流，所以，推挽电路一般用在输入电压较低的中小功率场合。

　　图1：方案设计总体拓扑电路图

　　当S1开通时，其漏源电压uDS1只是一个管的导通压降，在理想情况下可假定uDS1=0，而此时由于在绕组中会产生一个感应电压，并且根据吴忠变压器初级绕组的同名端关系，该感应电压也会叠加到关断的S2上，从而使S2在关断时承受的电压是输入电压与感应电压之和约为2UI.在实际中，吴忠变压器的漏感会产生很大的尖峰电压加在S2两端，从而引起大的关断损耗，变换器的效率因受吴忠变压器漏感的限制，不是很高。在S1和S2的漏极之间接上RC缓冲电路，也称为吸收电路，用来抑制尖峰电压的产生。并且为了给能量回馈提供反馈回路，在S1和S2两端都反并联上续流二极管FWD.

　　2吴忠变压器的设计

　　采用面积乘积(AP)法进行设计。对于推挽逆变工作，原边供电电压UI=24V，副边为全桥整流电路，期望电压UO=220V，电流IO=3A，频率fs=25kHz，初定吴忠变压器效率η=0.9，工作磁通密度Bw=0.3T.

　　(1)计算总视在功率PT.设反向快速恢复二极管FRD的压降：VDF=0.6*2=1.2V

　　3推挽逆变的问题分析

　　3.1能量回馈

　　主电路导通期间，原边电流随时间而增加，导通时间由驱动电路决定。

　　图2：推挽逆变能量回馈等效电路

　　图2(a)为S1导通、S2关断时的等效电路，图中箭头为电流流向，从UI正极流出，经过S1流入UI负极，即地，此时FWD1不导通;当S1关断时，S2未导通之前，由于原边能量的储存和漏电感的原因，S1的端电压将升高，并通过吴忠变压器耦合使得S2的端电压下降，此时与S2并联的能量恢复二极管FWD2还未导通，电路中并没有电流流过，直到在吴忠变压器原边绕组上产生上正下负的感生电压。如图2(b);FWD2导通，把能量反馈到中去，如图2(c)，箭头指向为能量回馈的方向。图3所示为AP法设计吴忠变压器电路理想工作波形。

　　图3：吴忠变压器电路理想工作波形图